инвертирующим входом внутреннего усилителя сигнала рассогласования DA3. Второй вход внутреннего усилителя сигнала рассогласования DA3, на который внещние сигналы подаются через вывод 1С 1/1, присоединен к средней точке резистивного делителя на R7, R8. Верхний по схеме вывод резистора R7 подключен к выходу вторичного канала напряжения +5 В. Номиналы сопротивлений четырех резисторов R7 - R10 одинаковы и равны 5,1 кОм. При номинальном уровне напряжения в канале +5 В и стабильном уровне опорного напряжения микросхемы IC1, входные напряжения на входах DA3 имеют идентичные уровни и сигнал рассогласования (напряжение на выходе ВАЗ) равен нулю. Отклонение уровня вторичного напряжения +5 В относительно номинального уровня будет вызывать адекватное пропорциональное изменение уровня на выходе ВАЗ, которое передается на не-инвертирующий вход внутреннего компаратора ВА2. На повыщение уровня выходного напряжения система авторегулирования будет отвечать уменьшением длительности управляющих импульсов (диаграммы 7 и 8 рис. 2.8). На выходе же ВА2 в данном случае вид положительных импульсов будет соответствовать диаграмме 4 (рис. 2.8), то есть их длительность будет увеличиваться. Из этой же диаграммы видно, что понижение уровня выходного напряжения вызывает уменьшение длительностей положительных импульсов, а временной интервал длительности выходных положительных импульсов возрастает.

В схемотехнике узла входных цепей на входе усилителя рассогласощния известно множество подходов к выполнению конструкций делителей, через которые подключаются опорное и выходное напряжения вторичного канала +5 В. Приведем два наиболее общих примера. Позиционные обозначения элементов для каждой схемы примеров инди- видуальные.

Первый вариант представлен на рис. 3.3. Канал обратной связи используется для слежения за уровнями напряжений по вторичным каналам напряжений +5и +12 В. Плечо резистивного делителя напряжения, подключенное между выводом 1

микросхемы TL494 и общим проводом, состоит из набора резисторов R3 - R6 различных номиналов. Параллельно включенными резисторами различных номиналов подбирается точный заданный уровень смещения на неинвертирующем входе внутреннего усилителя ВАЗ микросхемы TL494. Схемы включения составных резистивных делителей встречаются довольно часто. Точный подбор номинала сопротивлений производится группой резисторов не только в делителе обратной связи, но и в делителе, соединенном с выходом опорного напряжения микросхемы TL494. Плечи резистивных делителей, составленные из набора сопротивлений, могут подключаться как к общему проводу вторичного напряжения, так и между выходом опорного напряжения TL494/12 и одним из входов внутреннего усилителя ВАЗ-Главное в первом варианте построения делителей то, что установка начального смещения по входам ВАЗ выполняется постоянными резисторами и поэтому такая схема регулировки выходного напряжения не допускает.

Второй вариант конструкции делителей входных цепей усилителя сигнала рассогласования показан на рис. 3.4.

В этой модификации постоянный уровень напряжения задается на инвертирующем входе внутреннего усилителя ВАЗ микросхемы TL494. Подстройка начального уровня смещения на входе TL494/1 выполняется с помощью подстроечного резистора R3. В данном случае существует возможность подстройки выходного уровня с некоторым произвольным допуском, в принципе подстроеч-ные резисторы так же, как и составные в предыдущем примере, могут устанавливаться в произвольном месте резистивных делителей напряжения. Заводские установки положений подстроечных резисторов изменять без крайней необходимости не рекомендуется.

Типовая схема включения для ШИМ преобразователя типа TL494 обязательно содержит корректирующую RC цепочку, подключенную между выводом 1С 1/3 и 1С 1/2 (в соответствии с нумерацией, принятой на рис. 3.2). Вывод 1С 1/2 - вход опорного

+ 2,7V

8.2К +5V

R8 .39К

R3 й R4 Л R5 1 R6 +12V 47К Н270КЙ10К Ы130К

TL494

+5В 4,7К

Ос(13)-t-(ЖУ-

R2 4.7К

-CSD--

R4 R3 3.9К 2.7К U + { 1 )-гш-

напряжения усилителя рассогласования, а 1С1/3 -выход внутренних усилителей ошибки DAS и DA4. Частотная коррекция способствует сохранению устойчивости в работе аналоговой части ШИМ преобразователя при резких перепадах уровней выходного напряжения +5 В. Резкое изменение выходного (уровня может быть обусловлено синхронностью , множественных переключений цифровых элементов персонального компьютера. В такие моменты может возникнуть скачок или спад напряжения, которые система авторегулирования должна будет компенсировать. Для того чтобы в моменты пере-

падов не возникали колебания периодического характера, установлены данные элементы коррекции.

Результатом работы микросхемы IC1 является формирование последовательностей импульсов управления силовьпу! каскадом блока питания. Схемотехническое решение подключения выходного транзисторного каскада ШИМ преобразователя полностью аналогично варианту, описанному в главе 2. Эмиттеры выходных транзисторов микросхемы TL494 подключены к общему проводу. Импульсные сигналы снимаются с их коллекторов через выводы 1С 1/8 и IC1/11 микросхемы TL494. Коллекторной нагрузкой выходных транзисторов IC1 являются резисторы R22 и R24 с одинаковыми сопротивлениями, равными 3,9 кОм, а также базовые цепи транзисторов Q3 и Q4, входящих в состав согласующего каскада. В каскаде промежуточного усили-

теля применяются типовые транзисторы 2SC945. Первичные обмотки Win W2 трансформатора Т2, соединенные последовательно, являются нагрузками для транзисторов промежуточного усилителя. Начала обмоток трансформатора Т2 на принципи-

I альной схеме, представленной на рис. 3.2, отмечены точками. Электропитание цепей промежуточно-

j го усилителя осуществляется от того же источника, что и микросхемы IC1. Резисторы R22 и R24 подключены к накопительному конденсатору фильтра питания С17. Напряжение питания в коллекторные цепи транзисторов Q3 и Q4 подается через последовательно соединенные резистор R23, диод D11 и обмотки W1, W2 трансформатора Т2. Диод D11 катодом подключен к точке соединения первичных обмоток трансформатора Т2. Вид импульсных сигналов на коллекторах транзисторов Q3 и Q4 аналогичен представленному на рис. 2.10. Импульсные последовательности одинаковы, но импульсы положительной полярности каждой из них сдвинуты по времени относительно друг друга. Эмиттеры транзисторов Q3 и Q4 объединены и подключены к последовательно соединенным диодам D24 и D25. Параллельно диодам установлен электролитический конденсатор С12. Напряжение на эмиттерах транзисторов Q3 и Q4 поддерживается на уровне +1,6 В. Наличие постоянного смещения

эмиттеров создает условия для наиболее эффективного переключения транзисторов под воздействием импульсов, подаваемых с выходов микросхемы 1С 1/8 и 1С 1/11. На базы транзисторов Q3 и Q4 импульсные сигналы подаются с коллекторов транзисторов, входящих в состав микросхемы IC1. Напряжение насыщения у них составляет 0,3-0,4 В. Импульс напряжения низкого уровня, появляющийся на базе любого из транзисторов Q3 и Q4, устанавливает на переходе эмиттер-база обратное смещение -1,2 В, что способствует быстрому рассасыванию избыточных зарядов в базе транзистора промежуточного усилителя и его ускоренному переключению.

Импульсы управления на коллекторах Q3 и Q4 имеют положительную полярность. Первичная обмотка W2 трансформатора Т2 синфазна вторичным обмоткам W4 и W3. Обмотки трансформатора Т2 включены таким образом, что импульсное напряжение на обмотках W1 и W5 противофазно напряжению на W2. Следовательно, при появлении на коллекторе транзистора Q3 импульса положительной полярности, открывающий импульс наблюдается и в базовой цепи транзистора Q6. Спадом импульса заканчивается временной интервал активной работы Q6, и в этот момент транзистор Q6 переходит в закрытое состояние.

Выходные транзисторы микросхемы IC1 не имеют определенных обязательных подключений эмиттер-ных и коллекторных электродов. Это обстоятельство позволяет изготовителям блоков питания применять разнообразные конфигурации при построении промежуточных усилителей. Для дополнительного усиления импульсных сигналов могут использоваться внешние по отношению к IC1 транзисторы, аналогичные приведенным на схемах рис. 2.2 и 3.2. Но это также не является обязательным; существуют схемы, в которых управляющие сигналы подаются от ШИМ преобразователя на согласующий трансформатор без дополнительного усиления. Применение согласующего трансформатора для передачи импульсных сигналов от схемы управления на силовые элементы преобразователя является универсальным решением. Такой подход позволяет обеспечить гальваническую развязку узла управления, подключенного к вторичной цепи питания, и осуществить преобразование сигнала управления по току Параметры первичных обмоток согласующего трансформатора Т2 определяются напряжением питания каскада промежуточного усилителя, а таюке схемой подключения этих обмоток к активным элементам каскада. Требования к характеристикам вторичных обмоток трансформатора практически не изменяются у различных модификаций импульсных источников питания с внешним возбуждением силового полумостового каскада.

Рассмотрим три варианта схем промежуточных усилителей, встречающихся в источниках питания для компьютеров типа АТ/ХТ.

На рис. 3.5 представлен фрагмент схемы промежуточного усилителя, выполненный с использованием пары внешних транзисторов.

Особенностью данной схемы является подключение дополнительных транзисторов Q1 и Q2 каскада промежуточного усилителя к единственной первичной обмотке согласующего трансформатора Т. Начала обмоток трансформатора Т в данном примере показаны условно точками. Непременное условие, которое должно соблюдаться в соответствующей схеме, - это подключение вторичных обмоток согласующего трансформатора к транзисторам Q1 и Q2.

Коллекторы выходных транзисторов VT1 и VT2 микросхемы TL494 подключены к шине источника питания, а к их эмиттерным электродам присоединены резисторы R1 и R3 соответственно. В данной Конфигурации выходные транзисторы микросхемы TL494 работают в режиме эмиттерных повторителей. При таком включении фазы импульсных сигналов на эмиттерах и базах VT1, VT2 совпадают. Форма сигналов на эмиттерах выходных транзисторов соответствует, показанным на диаграммах 7 и 8 (см. рис. 2.8). Резисторы R1 и R2 последовательно подключены к эмиттеру VT1 и образуют делитель, к средней точке которого подключена базовая цепь внешнего усилительного транзистора Q2. Аналогичная цепь образована резисторами R3, R4 и подключена к VT2. Средняя точка второго делителя соединяется с базовой цепью транзистора Q1. Структура и элементы усилительных каскадов абсолютно идентичны.

Эмиттеры выходных транзисторов TL494 соединены через резисторы с общим проводом. Наличие резисторов в эмиттерных цепях VT1 и VT2 является фактором увеличения скорости срабатывания активных элементов, входящих в состав импульсного усилителя. Соотношение сопротивлений резисторов в делителях выбирается таким образом, чтобы уровень напряжения на базах Q1 и Q2 оказался достаточным для перевода транзисторов

Шина питания

промежуточного усилителя в состояние насыщения. Транзисторы Q1 и Q2 открываются, когда в эмиттерных цепях VT1 и VT2 действует импульс высокого уровня.

Уровни сигналов на выводах 7 и 8 микросхемы практически совпадают со значениями напряжений на выходах логических элементов DD5 и DD6 (см. рис. 2.7). Импульсы управления подаются на базы транзисторов Q1 и Q2 через токозадающие резисторы R5, R6 и форсирующие конденсаторы С1 и С2, подключенные параллельно резисторам. Конденсаторы С1 и С2 способствуют ускоренному рассасыванию избыточных зарядов в базах транзисторов Q1 и Q2 при изменении полярности входного напряжения. На рис. 3.6 представлены временные диаграммы импульсных сигналов на обоих выводах конденсатора С1. Верхняя диаграмма отражает вид импульсов на делителе из резисторов R3 и R4. На средней диаграмме показана форма сигнала непосредственно на базе транзистора Q2. Отрицательные выбросы на второй диаграмме, появляющиеся по спаду положительного импульса, обусловлены действием конденсатора в базовой цепи. Форма импульсных сигналов на конденсаторе С2 полностью аналогична. На нижней диаграмме приведена форма импульсов на коллекторах Q1 и Q2.

На диаграммах 7 и 8 (см. рис. 2.8) активный временной интервал воздействия на силовые транзисторы преобразователя представлен импульсами высокого уровня. Интервалы нулевого напряжения между ними - это паузы. Примем условно, что на диаграммах 7 и 8 показаны последовательности импульсов, формируемые на выводах TL494/9 и TL494/10 соответственно. Действие импульсов высокого уровня на выводах TL494/9,10 сдвинуто по времени. Паузы же, представленные нулевыми уровнями, перекрываются между собой. Если на одном выводе устанавливается высокий уровень, то на другом - обязательно низкий. Сигнал высокого

0.8 В

TL494