На практике используется несколько вариантов принудительного компенсационного подмагничи-вания сердечника с помощью технологических приемов или дополнительно установленных элементов. Одним из способов является выполнение сердечника трансформатора на магнитопроводе с небольшим воздушным зазором. Однако это не всегда удобно и технологично, особенно в трансформаторах на кольцевых сердечниках. В качестве элемента для дополнительного перемагничивания может служить блокировочный конденсатор, устанавливаемый параллельно первичной обмотке трансформатора. Во время паузы, когда транзистор закрывается, конденсатор постепенно разряжается через первичную обмотку трансформатора. Разрядный ток создает магнитный поток, который пере-магничивает сердечник. Величина этого конденсатора должна быть такой, чтобы длительность паузы составляла не менее четверти периода колебаний контура, образованного индуктивностью первичной обмотки трансформатора L1 и емкостью блокировочного конденсатора Сбл.

В преобразователях с прямым включением диода для устранения намагничивания сердечника трансформатора может быть использована дополнительная цепь, состоящая из диода и обмотки, намотанной на тот же сердечник. Фрагмент принципиальной схемы силовой цепи такого ВЧ преобразователя представлен на рис. 1.7.

В данном случае размагничивающая обмотка включена последовательно с диодом VD3. Обязательно обратите внимание на ее подключение к элементам схемы, обозначенное точками у начала обмотки.

В момент закрывания силового транзистора часть накопленной в трансформаторе энергии возвращается в источник питания через диод VD3. Величина тока, проходящего через возвратный диод VD3, обратно пропорциональна числу витков подключенной к нему компенсационной обмотки. Поэтому для снижения импульсного тока, протекающего через этот диод, можно увеличивать число ее витков. Однако при этом должно выполняться следующее соотношение чисел витков компенсационной и коллекторной обмоток:

Wl2/Wu<tn/tu

(1.3)

vD3;i wii

VDl -ф

W2 VD2 2 С dp Hrh

Рис. 1.7. Схема силового каскада ВЧ преобразователя с размагничивающей обмоткой силового трансформатора

Завершая описание и сравнение схем однотактных преобразователей с прямым и обратным включением выпрямительного диода в цепи нагрузки, приведем выражение для определения величин соответственно максимального импульсного тока коллектора 1 силового транзистора и тока, протекающего через первичную обмотку импульсного трансформатора. Для преобразователя с прямым включением диода оно имеет вид:

1ки -

1,1 Рн

ип у max yjn

(1.4)

Максимальный импульсный ток транзистора для каскада с обратным включением диода рассчитывают по соотношению:

1ки -

2,1 Рн

(1.5)

Коэффициенты в приведенных формулах имеют следующие значения:

Y,. - коэффициент заполнения; определяет степень использования транзистора по току и вычисляется по формуле:

у max -

(1.6)

tu+tn

ri - КПД преобразователя;

- напряжение питания преобразователя; Р - мощность, выделяемая в нагрузке.

Из приведенных соотношений видно, что величины токов в преобразователях отличаются практически в два раза. Это предъявляет более жесткие требования к подбору транзисторов для источника питания с обратным включением диода. Сечение провода первичной обмотки трансформатора также должно быть различным. Следует отметить, что выбросы коллекторного напряжения на силовом транзисторе с индуктивной нагрузкой (в данном случае - первичной обмоткой импульсного трансформатора) могут достигать значения 4U, . Для устранения перенапряжения на коллекторе транзистора в схемы вводятся дополнительные защитные (демпфирующие) цепи. Граничные параметры по максимальным значениям импульсного тока и напряжения на коллекторе транзистора являются определяющими при подборе элементов для замены неисправных.

Передача энергии в нагрузку (или ее накопление) в однотактных преобразователях производится

только в течение интервала времени t - открытого состояния силового транзистора. Более равномерное поступление энергии обеспечивают двухтактные преобразователи. Рассмотрим принципы их функционирования на примерах автогенераторных схем с насыщающимся трансформатором питания и переключающим трансформатором.

Схема двухтактного преобразователя с насыщающимся трансформатором представлена на рис. 1.8. Силовой каскад образуют два транзистора VT1 и VT2, трансформатор TV и элементы смещения -резисторы RcM и R6. Обмотки трансформатора W61 и W62 включены в базовые цепи транзисторов. Коллекторы транзисторов подсоединены к положительному полюсу источника питания через обмотки Wk, что определяется только типом проводимости транзисторов, используемых в данном примере. Вторичная цепь образована двумя бифи-лярно намотанными обмотками W2 и W2, нагруженными на двухполупериодный выпрямитель (диоды VD1 и VD2), к которому подключены конденсатор фильтра С и условное сопротивление нагрузки Rh.

Для нормальной работы преобразователя (см. рис. 1.8) сердечник трансформатора должен быть выполнен из материала с прямоугольной петлей гистерезиса (пермаллой, термостабильный феррит). Обмотки трансформатора TV включаются таким образом, чтобы обеспечивать положительную обратную связь и поддерживать режим автоколебаний. Поэтому начала обмоток на рис. 1.8 обозначены точками.

Работа автогенератора начинается после подачи на него напряжения питания. Из-за различия характеристик транзисторов в начальный момент времени один из них начинает открываться, в данном случае пусть это будет транзистор VT1. Через транзистор VT1 и, следовательно, через обмотку WkI

4ZZH

RcM П WkI

Wk2:

: W2

ФС Rh

Рис. 1.8. Схема двухтактного преобразователя с насыщающимся трансформатором

начинает протекать ток. При этом во всех обмотках трансформатора TV наводится ЭДС, полярность которой определяется направлением их намотки. Полярность ЭДС, наводимой в обмотках W61 и WkI совпадает, и наведенная в обмотке W61 ЭДС полностью открывает транзистор VT1. Транзистор VT2 при этом закрывается. Данный процесс продолжается до насыщения сердечника, после чего наведенная в обмотках ЭДС уменьшается до нуля и меняет свою полярность. Теперь закрывается транзистор VT1, а VT2 начинает открываться. Процесс продолжается до момента, когда VT2 полностью откроется, а VT1 - закроется, после чего цикл повторяется. Таким образом, напряжение питания поочередно оказывается приложенным то к обмотке WkI, то к Wk2. На вторичной обмотке трансформатора формируется переменный сигнал из прямоугольных импульсов, которые после выпрямления поступают в нагрузку. При открытом транзисторе VT1 полярность вторичного напряжения должна быть такова, чтобы диод VD2 оказывался смещенным в прямом направлении, а диод VD1 -в обратном. Через диод VD2 протекает ток, которым заряжается конденсатор фильтра С. После закрытия транзистора VT1 и открытия VT2 на вторичной обмотке полярность напряжения меняется и в этом случае диоды выпрямителя VD1 и VD2 также меняют свое состояние на противоположное. Диод VD2 оказывается запертым, а диод VD1 - открытым. Теперь конденсатор заряжается током, протекающим через диод VD1. Таким образом, при использовании двухтактного преобразователя и двухполупериодного выпрямителя поступление энергии во вторичную цепь происходит равномерно в течение всего цикла работы преобразователя.

Частота коммутации транзисторов преобразователя определяется выражением:

Jn Uk3 нас)

4BsmSckc

(1.7)

в котором:

В - индукция насыщения материала сердечника трансформатора;

Wk - число витков в коллекторной обмотке;

- сечение магнитопровода;

- коэффициент заполнения сердечника магнитным материалом, значение которого определяется типом материала сердечника (его величина i лежит в диапазоне 0,83-1,0);

- напряжение питания преобразователя; , с ~ напряжение насыщения силового транзистора.

В выражении (1.7) присутствует параметр Wk, это предполагает, что индуктивные характеристики

полуобмоток WkI и Wk2 одинаковы. Если это условие не будет выполняться, то длительности открытого состояния каждого из транзисторов будут разными. Нарушится принцип симметричного перемагничивания сердечника, и начнется постепенное его намагничивание. Если этот процесс будет продолжаться, то произойдет насыщение материала магнитопровода. Индуктивное сопротивление обмоток трансформатора значительно снизится, ток, проходящий через транзисторы, будет неконтролируемо увеличиваться, что приведет к выходу их из строя.

Важным условием повышения КПД преобразователя любого типа и обеспечения необходимого теплового режима является обеспечение максимальной скорости переключения транзисторов. В идеальной схеме силовые транзисторы преобразователя находятся в двух состояниях: насыщения и отсечки (полностью закрыты). В первом случае через транзистор протекает максимальный ток, но напряжение на нем равно минимально возможному- напряжению насыщения, поэтому мощность на транзисторе выделяется минимальная. В состоянии отсечки ток через транзистор не протекает, а напряжение на нем равно напряжению источника питания. Мощность и во втором случае минимальная. Однако в реальных условиях переход транзистора из одного состояния в другое занимает определенное время, в течение которого транзистор находится в промежуточных состояниях. Чем больше времени занимает переходный процесс, тем больше тепловой энергии рассеивается на транзисторе. Для снижения длительностей коммутационных фронтов импульсов параллельно резисторам R6 устанавливаются форсирующие конденсаторы Сб. Для выбора номинала емкостей этих конденсаторов следует руководствоваться следующим условием:

Сб<Тп/2Кб (1-8)

Еще одним фактором, оказывающим большое влияние на работу преобразователя, являются инерционные свойства диодов, установленных в выпрямителе вторичной цепи. Эти свойства характеризуются временем рассасывания избыточных носителей заряда и временем восстановления обрат-шюго сопротивления. У диодов, используемых в вы-Ршрямителях импульсных преобразователей, значения этих параметров должны иметь минимальную величину (порядка нескольких наносекунд). Такими параметрами могут обладать высокочастотные или импульсные безинерционные диоды. В рабочем режиме диоды выпрямителя (см. рис. 1.8) находятся в открытом состоянии попеременно. В мо-I мент переключения оба диода на некоторое время

оказываются в открытом состоянии, так как один из них начинает закрываться, а второй только открывается. Следовательно, во время переходного процесса переключения, длительность которого и определяется инерционными свойствами диодов, вторичная обмотка на короткий промежуток времени закорачивается этими диодами. Это приводит к возрастанию коллекторного тока из-за кратковременного возрастания нагрузки, перегреву транзисторов и искажению формы фронта импульсного напряжения, увеличивая его длительность. Воздействие инерционных свойств диодов на силовые транзисторы заключается в том, что транзисторы некоторое время оказываются одновременно открытыми и через них протекают сквозные токи. Это вызывает дополнительные потери мощности и может быть причиной пробоя транзистора.

Конденсатор емкостного фильтра С, установленный в нагрузочной цепи, во время коммутационных процессов разряжается не только через нагрузочную цепь, но и через вторичную обмотку трансформатора. В эти моменты пульсации выходного напряжения вторичной цепи существенно возрастают. Величина емкости сглаживающего фильтра определяется допустимым уровнем пульсаций напряжения на нагрузки и может быть вычислена по формуле:

Uo Unp Uo ~ 1ф

(1.9)

в которой:

Ip - номинальный выходной ток;

Up - номинальное выходное напряжение;

- действующее напряжение вторичной обмотки трансформатора;

ир - постоянное прямое напряжение на диоде;

- допустимое напряжение пульсаций;

- время рассасывания заряда выпрямительного диода;

1ф - длительность фронта импульсного сигнала.

Как видно из выражения (1.9), величина емкости конденсатора сглаживающего фильтра обратно пропорциональна длительности фронта импульса t. Следовательно, уменьшая эту величину при заданном уровне пульсаций, получим возможность применять конденсаторы меньшей емкости, снизить массу и габариты источника питания. Одним из способов повышения эффективности этого параметра является применение в схеме автогенератора с насыщающимся трансформатором единого базового резистора R6. Вариант схемы автогенератора с таким резистором представлен на рис. 1.9.