/в=вх-- т; (1)

с*орным резонансным инвертором {4. 6 чйстиосй, при йсполЬЗбба НИН мостовой схемы инвертора

1- x /д

! + 4fCK

f/m = /a/4/C . (2)

где f/a, /н - средние значення выходного напряжения н тока, приведенные к первичной обмотке трансформатора; Um-амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе Ск,- и= = ехр(-Ti/j/Q*-1) -коэффициент, завнсящнй от добротности Q = (1/г) [/L/Ck резонансного контура; f - частота работы инвертора; L-Lk+Ls - нидуктнвность контура; г - активное сопротивление контура. КПД преобразователя при учете только потерь мощности в сопротивлении т Tii={/a/f/Bi. Для полумостовой схемы инвертора в приведенных соотношениях необходимо заменить U x на 1/вг/2.

Напряжение Um в ППН с транзисторным резонансным инвертором может быть уменьшено до любого малого значения. Для этого согласно (2) необходимо увеличить емкость Ск и соответственно уменьшить индуктивность L контура. Однако уменьшение L ограничивается индуктивностью рассеяния Ls выходного трансформатора, кроме того, с уменьшением L снижается добротность Q контура и усиливается зависимость формы импульсов тока в контуре от температуры, параметров силовых транзисторов, диодов выходного выпрямителя и тока нагрузки (с уменьшением тока нагрузки возрастает длительность <к импульсов тока).

Недостатком ППН с резонансным инвертором является меньший, чем в ППН с инвертором напряжения, коэффициент использования транзистора по току, который можно принять равным отношению среднего значения импульса тока к его амплитуде / :

/Ск.т=/в т= 2й,/л:,

где йз=2 к - коэффициент заполнения импульсов тока. В ППН на базе инвертора напряжения Ku.ir.

В преобразователе с транзисторным резонансным инвертором (в отличие от ППН с тиристорным инвертором) конденсатор Ск не выполняет функцию выключения тиристоров, а участвует лишь в формировании импульсов тока в резонансном контуре. Поэтому можно исключить конденсатор Ск из схемы, возложив функции формирования импульсов тока на конденсатор фильтра Сф [5]. При этом между конденсатором Сф и нагрузкой включается дополнительный 1С-фильтр.

исследованы два варианта резонансных преобразователей. В первом преобразователе использованы транзисторы VTi, VT2 типа ТК335, С2=Сз=8 мкф, С =1 мкф (серии К73). Трансформатор TVi выполнен иа пяти сердечниках К45Х25Х12 нз феррита М2000НМ1: Wi= = 8, Ш2=10 витков. Обмотки выполнены из 30 Параллельных проводников ПЭВ-2-0,5 мм. Дроссель 1н=10 мкГи изготовлен иа трех сердечниках ТЧ60ПХ0,35 из альсифера. Выходной выпрямитель собран на диодах КД213А (по два диода параллельно в каждом плече). Емкость фильтра Сф=64 мкФ. Трансформаторы TVi, TVi изготовлены иа сердечниках К20Х12Х6 из феррита М1500НМЗ: t e =4, Юо.с=1.

Как видно нз экспериментальных осциллограмм (рис. 6), напряжение на насыщеииом транзисторе в момент достижения амплитудного значения тока (к = /т=12 А возрастает до ик.а = 6В. Прн этом потери в насыщенном транзисторе ДРнао*20 Вт, что является ос-

]rOOB

\rOA

1508

зователя:

{/к=100 В; /н=5,35 А, /=40 кГц, масштаб времени 5 мкс/дел

новным препятствием для дальнейшего увеличения тока нагрузки, а динамические потери несущественны. Сопротивление высокоомного коллекторного слоя транзистора ТК335 примерно равно 0,5 Ом, что составляет почти половину общего сопротивления контура т. Внешняя характеристика, рассчитанная по формуле (1), прн Qst:4 практически совпадает с экспериментальной (рис. 7), за исключением участка вблизи точки холостого хода, где сказывается нелинейность прямой ветвн вольт-амперной характеристики диодов выходного выпрямителя.

Во втором варианте резонансного преобразователя с выходным напряжением ПО В и током 20 А использованы транзисторы КТ809 (по 16 транзисторов параллельно в каждом плече); в эмиттерную цепь каждого транзистора включен резистор с сопротивлением 0,05 Ом, С2=Сз=6,8 мкф, Ск=12 мкФ, Сф = 54 мкФ. Трансформатор TV\ такой же, как и в первом варианте преобразователя. Дроссель Lk отсутствует.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Источники вторичного электропитания/ Под ред. Ю. И. Конева. - М.: Радио н связь, 1983.-280 с.

10 147

V 0,3

WO -0,8

600,7

15 I ,A

Puc. 7. Экспериментальные зависимости КПД от тока нагрузки: 1 - для первого варианта преобразователя напряжения с резонансным инвертором; 2 -для второго варианта; <? -внешняя характеристика для первого варианта при {/вх=180 В

2. Burchall М. Switching mode power supplies. - New Electron., 1979, V. 12, N 24, p. 21-34.

3. Schwarz F. C, Klaassens Q. B. A 95 percent efficient I kW DC converter with an internal frequency of 50 kHz. - lEEEPESC Record - New York, 1977, p. 125-134.

4. Белов Г. A. Анализ преобразователя постоянного напряжения с тиристорным резонансным инвертором. - В кн.: Применение полупроводниковых приборов в преобразовательной технике. - Чебоксары: Изд. ЧГУ, 976, вып. 1, с. 11-22.

5. А resonant converter with PWW control/ M. Mamon, R. Hiramatzu, К Harada, H. Sakamoto. - INTELEC Record. - London, New York, 1981, p. 247-249.

УДК 621.314.572:621.372.542.3

Г. М. Малышков, В. В. Крючков, И. Н. Соловьев, С. С. Степанов, С. С. Хрунова, Ю. В. Панов

ВЫБОР ПАРАМЕТРОВ ФИЛЬТРОВ ИНВЕРТОРОВ

Экспресс-метод выбора параметров фильтров инверторов. Практический выбор схемы фильтра инвертора при выбранном частотном составе напряжения на входе и заданном качестве почти синусоидального напряжения на выходе фильтра встречает трудности, если требуется выбрать фильтр минимальной массы. Неопределенность выбора возрастает при вариациях частотных составов входных напряжений и прн использовании многоэлементных фильтров. Поэтому задачи выбора схем н параметров элементов фильтра могут состоять в том, чтобы из множества имеющихся или возможных схем фильтров выбрать те, параметры элементов которых наилучшим образом соответствуют условиям практических реализаций. При решении этих задач необходима количественная оценка результатов выбора схемы и параметров элементов фильтров.

В процессе проектирования фильтра стремятся так выбирать его схему и параметры, чтобы суммарная реактивная мощность, создаваемая высшими гармониками, была существенно меньше реактивной