1. *.*

Puc. 14. Формы напряжений на выходе фильтра прн различных режимах и сильно увеличенные формы суммарных напряжений высших гармоник выходных напряжений при холостом ходе (а, в, д) и номинальной нагрузке (б, г, е)

A={LC)pl(LC)e.

(35)

позволяющие оценить эффективность конкретного режима по отношению к базовому. С помощью этих коэффициентов требуемое произведение LC. Гн-Ф, однозвенного фильтра mowho определить, используя соотношение

(1С)р = Лр(56...70)10-5.

Первые строчки в табл. 3 и 4 соответствуют коэффициенту регулирования Кр=1, вторые-Кр=0,5. Величина Кг.э.н оценивает качество выходного напряжения при номинальном режиме.

Формы выходных напряжений всех режимов при холостом ходе отличаются от формы базового напряжения и друг от друга. Это объясняется различными частотными спектрами сравниваемых режимов. Качества всех этих напряжений приблизительно совпадают.

На рис. 14 приведены формы выходных напряжений различных режимов и формы напряжений, полученных как разность между вы-

ходиым напряжением и напряжением основной гармоники этого напряжения (увеличено в 10 раз). Хорошо видно влияние частот высших гармоник на форму выходного напряжения.

Аиалнз экспериментальных результатов показал следующее. При небольшом числе импульсов аппроксимации режимы ШИМ и ШИР-КД по отношению к базовому режиму ШИМ (29) оказываются достаточно близкими. Увеличению числа импульсов аппрокси.мации препятствовала ограниченная точность реализации алгоритма управления в цифровой форме. В этих условиях проявилось преимущество режима ШИР-КД (равенство длительностей импульсов аппроксимации).

В практических схемах инверторов, реализуемых на основе цифровых схем управления, появляются низкочастотные гармоники. Это потребовало в эксперименте завысить расчетное произведение индуктивности на емкость однозвенного фильтра в 2... 4 раза.

Приведенные выше результаты получены в схеме инвертора без обратной связи. Введение отрицательной обратной связи по форме выходного напряжения позволит уменьшить разницу между расчетными и экспериментальными произведениями индуктивности на емкость однозвенных фильтров.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Малышков Г. М. Коэффициент режекции гармоники -ЭТВА/ Под ред. Ю. И. Конева. -М.: Радно и связь, 1983, вып. 14, с. 162-169.

2. Малышков Г. М., Крючков В. В., Хрунова С. С. Кодовое широтио-импульсиое регулирование в инверторах. - ЭТВА/ Под ред. Ю. И. Конева. -.М.: Радио и связь, 1984, вып. 15, с. 123-130.

3. Малышков Г. М. Расчет однозвенного фильтра инверторов.-ЭТВА/ Под ред. Ю. И. Конева.- М.: Радио и связь, 1984, вып. 17, с. 130-137.

4. Источники вторичного электропитания/ Подред. Ю. И. Конева.- М.: Радно и связь, 1983-280 с.

5. Тоикаль В. Е., Новосельцев А. В., Черных Ю. К- Оптимизация параметров автономных инверторов, - Киев: Наукова думка, 1985.- 220 с.

УДК 621.382.32

Е. В. Машуков, Е. М. Хрунов, Д. А. Шевцов

МОДЕЛИРОВАНИЕ КЛЮЧЕЙ НА силовых МДП-ТРАНЗИСТОРАХ

За последние годы быстрыми темпами развиваются системы и методы автоматизированного проектирования электронных схем. Применительно к силовым полупроводниковым устройствам Преобразования и регулирования электроэнергии этот процесс сдерживается отсутствием достаточно достоверных моделей силовых полупроводниковых приборов н методов определения их параметров.

При решении энергетической задачи миниатюризации силовых электронных устройств необходимо учитывать тесную взаимосвязь их массо-энергетических показателей с электротепловыми режимами по-

9 Сток

Затвор 3 -т-

I ® Т

Ь Ucmo/f

Рис. 1. Эквивалентная схема мощного МДП-транзистора

лупроводниковых приборов. Таким образом, возникает потребность в электротепловых моделях, с необходимой точностью описывающих электрические н тепловые процессы в приборах в их неразрывном единстве.

Анализ существующих в настоящее время моделей МДП-транзисторов показывает, что большинство из них не учитывает особенностей мощных приборов с вертикальной структурой, что приводит к недостаточному соответствию результатов моделирования реальным характеристикам транзисторов. Наиболее приемлемые результаты дают модели мощных МДП-транзисторов, описанные в II, 2]. Однако они оказываются недостаточно гибкими для описания характеристик транзисторов, выполненных по различным современным технологиям. Это объясняется либо отсутствием учета некоторых характерных эффектов, присущих мощным МДП-транзнсторам, либо ап-проксимацнонным характером выражений, не учитывающих особенностей физических процессов в приборе.

Ниже описывается модель мощного МДП-транзистора, достаточно точно отображающая характеристики современных приборов, а также приведены некоторые результаты ее применения.

Модель мощного МДП-транзистора. Предлагаемая модель включает эквивалентную схему (рис. 1) и уравнения, описывающие ее элементы. Нелинейный источник тока /с описывается известными уравнениями Хофстайна, модифицированными с учетом особенностей мощных транзисторов:

/с=0 при ызи<о. си зи-(область отсечки), i

/с=5иси[(/я.+ 1)(ази-/ ) - си] при зи>/ ,

I си I < зи - и (омическая область),

/с = Sm (мзи - f/o) +; {1 + Я [ИСИ - ( зи - (1)

при ызи > f/o СИ > мзи - f/o (область насыщения),

/с = - S/ra [( зи - f/ ) - нси] + {1-Я [иси - ( зи - )]}

при изи < f/o> cH < зи - f/fl (инверсная область насыщения), где си, изи - напряжения сток -исток и затвор-[исток соответственно; f/o - пороговое напряжение транзистора; S--крутизна передаточной характеристики; А-коэффициент модуляции длины канала; т - коэффициент, учитывающий степень нелинейности передаточной характеристики.

Таким образом, коэффициент т (0<т1) позволяет учесть отклонение передаточных характеристик мощного МДП-транзистора от квадратичной формы, присущей маломощным приборам.